摘要:工業電機驅動的整個市場趨勢是對更高效率、可靠性和穩定性的需求日益增加。功率半導體器件制造商正在不斷尋求傳導損耗和開關時間的突破。關于增加絕緣柵雙極晶體管(IGBT)的傳導損耗的一些權衡是:更高的短路電流水平、更小的芯片尺寸、更低的熱容量和短路持續時間。這凸顯了柵極驅動電路和過流檢測及保護功能的重要性。本文論述了短路保護在現代工業電機傳動中的成功可靠實現。
工業環境短路:工業電機驅動器的工作環境比較惡劣，可能出現高溫、交流線路瞬變、機械過載、接線錯誤等突發情況。這些事件中的一些可能導致大的過電流流入電機驅動器的電源電路。圖1顯示了三種典型的短路事件。
1是逆變器接通。這可能是由于電磁干擾或控制器故障導致一個逆變器橋臂的兩個IGBT開啟不當造成的。也可能是由于手臂上的一個IGBT磨損/失效，而正常的IGBT一直在切換。
2是對反相短路。這可能是由于性能下降、溫度過高或過壓事件導致電機繞組之間的絕緣擊穿造成的。
3是相線和地之間短路。這也可能是由于性能下降、溫度過高或過壓事件導致電機繞組和電機外殼之間的絕緣擊穿造成的。一般來說，電機可以在相對較長的時間內(毫秒到秒，取決于電機的大小和類型)吸收極高的電流；然而，工業電機驅動逆變器級的主要部分IGBT具有微秒級的短路耐受時間。
IGBT短路容限
IGBT的短路耐受時間與其跨導或增益以及IGBT芯片的熱容量有關。在IGBT，較高的增益導致較高的短路電流，因此顯然，較低增益的IGBT具有較低的短路水平。然而，更高的增益也會導致更低的通態傳導損耗，因此必須做出權衡。IGBT技術的發展促進了提高短路電流水平但縮短短路耐受時間的趨勢。此外，工藝的進步導致芯片尺寸更小，降低了模塊尺寸，但降低了熱容量，使續航時間進一步縮短。
此外，它還與IGBT的集電極-發射極電壓密切相關，因此工業驅動向更高的DC總線電壓電平的并行趨勢進一步縮短了短路耐受時間。過去這個時間范圍是10 μs，但近年來的趨勢是向5 μs3發展，在某些條件下低至1 μs。
此外，不同器件的短路耐受時間也有較大差異，因此對于IGBT保護電路，通常建議在額定短路耐受時間之外建立額外的裕度。
IGBT過電流保護
不管是財產損失還是安全考慮，IGBT對過流條件的保護是系統可靠性的關鍵。IGBT不是自動防故障組件。如果它們出現故障，DC總線電容器可能會爆炸，整個驅動器將出現故障。過流保護一般通過電流測量或去飽和檢測來實現。圖2展示了這些技術。
對于電流測量，逆變器臂和相輸出都需要測量裝置，如分流電阻，以應對直通故障和電機繞組故障?？刂破骱?或柵極驅動器中的快速跳躍電路必須及時關斷IGBT，以防止超過短路容許時間。這種方法的優勢在于，每個逆變器臂上需要兩個測量器件，以及所有相關的信號調理和隔離電路。這種情況可以通過在正DC總線和負DC總線上增加分流電阻來緩解。然而，在許多情況下，驅動架構中要么有臂分流電阻，要么有相分流電阻，用于電流控制環路，并提供電機過流保護。它們也可用于IGBT過流保護——只要信號調節的響應時間足夠快，能夠在要求的短路容許時間內保護IGBT。
去飽和檢測使用IGBT本身作為電流測量元件。原理圖中的二極管保證了IGBT的集電極-發射極電壓在導通時只被檢測電路監測到；正常工作期間，集電極-發射極電壓非常低(典型值為1 V至4 V)。然而，如果短路事件發生，IGBT集電極電流上升到驅動IGBT退出飽和區并進入線性工作區的水平。這導致集電極-發射極電壓快速增加。
上述正常電壓電平可用于指示存在短路，并且去飽和跳變的閾值電平通常在7 V至9 v的范圍內。重要的是，去飽和還可指示柵極-發射極電壓太低，并且IGBT沒有被完全驅動到飽和區域。部署去飽和檢測時要小心，以防誤觸發。當IGBT還沒有完全進入飽和狀態時，這尤其可能發生在從IGBT截止狀態到IGBT導通狀態的轉換期間。消隱時間通常在開始信號和去飽和檢測的激活時間之間，以避免錯誤檢測。通常，添加電流源充電電容或RC濾波器，以在檢測機制中產生短時間常數，并過濾噪聲拾取引起的濾波器雜散跳變。選擇這些濾波器元件時，必須在IGBT短路容許時間內平衡抗噪性和響應。
在檢測到IGBT的過電流后，進一步的挑戰是在異常高的電流水平下關閉IGBT。在正常工作條件下，柵極驅動器被設計為盡可能快地關斷IGBT，以降低開關損耗。這是通過降低驅動器阻抗和柵極驅動電阻來實現的。如果對過流條件應用相同的柵極關斷率，集電極-發射極di/dt將大得多，因為電流在短時間內變化很大。
引線鍵合引起的集電極-發射極電路寄生電感和PCB雜散電感，可能使較大的過壓電平瞬間達到IGBT(因為VLSTRAY = LSTRAY × di/dt)。因此，在去飽和事件期間，關斷IGBT時提供高阻抗關斷路徑非常重要，這可以降低di/dt和所有潛在的破壞性過壓水平。
除了系統故障引起的短路外，瞬時逆變器接通在正常工作條件下也會發生。此時，IGBT傳導需要IGBT被驅動到飽和區，在那里發生傳導損耗。這通常意味著導通狀態下的柵極-發射極電壓大于12 V。關斷IGBT需要將IGBT驅動到工作截止區，以便在IGBT導通時成功阻斷兩端的反向高壓。原則上，這一目標可以通過將IGBT的柵極-發射極電壓降低到0 V來實現。但是，必須考慮逆變器臂上的低端晶體管導通時的副作用。
導通期間開關節點電壓的快速變化導致容性感應電流流經低端IGBT的寄生米勒柵極-集電極電容(圖3中的CGC)。該電流流經低端柵極驅動器(圖3中的ZDRIVER)的關斷阻抗，在低端IGBT的柵極發射極產生瞬態電壓升高，如圖所示。如果電壓上升到IGBT的閾值電壓VTH以上，就會導致低端IGBT的短時導通，從而形成瞬態逆變臂直通——因為兩個IGBT都是短時的。這通常不會破壞IGBT，但會增加功耗并影響可靠性。
一般來說，解決逆變IGBT的感性導通問題有兩種方法——使用雙極電源或附加米勒箝位。在柵極驅動器的隔離端接受雙極性電源的能力為感應電壓瞬變提供了額外的余量。例如，負供電軌–- 7.5V意味著需要大于8.5 V的感應電壓瞬變來感應雜散傳導。這足以防止雜散傳導。
另一種方法是在關斷轉換完成后的一段時間內降低柵極驅動電路的關斷阻抗。這被稱為米勒箝位電路?，F在，容性電流流經阻抗較低的電路，從而降低了電壓瞬變的幅度。使用不對稱柵極電阻進行導通和關斷可以為開關速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅動器功能對整個系統的可靠性和效率都有積極的影響。