IGBT是MOSFET和雙極晶體管的復合器件。它既有MOSFET易于驅動的特點，又有功率晶體管電壓電流容量大的優點。其頻率特性介于MOSFET和功率晶體管之間，可以在幾十kHz的頻率范圍內正常工作，因此在高頻大功率和中功率應用中占據主導地位。

　　IGBT是一個壓控器件，在其柵極？發射極之間加10 V以上的DC電壓，只有μA漏電流流過，基本不耗電。但是IGBT之門呢？發射極之間有很大的寄生電容(幾千到幾萬皮法)。需要在驅動脈沖電壓的上升沿和下降沿提供幾A的充放電電流來滿足開關的動態要求，這就使得其驅動電路不得不輸出一定的峰值電流。

　　IGBT作為大功率復合器件，存在過流時可能被閉鎖損壞的問題。如果過流時門極電壓以正常速度閉鎖，過高的電流變化率會引起過電壓，需要采用軟關斷技術，因此需要掌握IGBT的驅動和保護特性。

　　2門特性

　　IGBT的柵極通過氧化膜與發射極電隔離。由于這種氧化膜很薄，其擊穿電壓一般只能達到20 ~ 30 V，所以柵擊穿是IGBT失效的常見原因之一。在應用中，雖然有時保證柵極驅動電壓不超過柵極的額定電壓，但是柵極連接的寄生電感和柵極與集電極之間的容性耦合也會產生損壞氧化層的振蕩電壓。為此。絞合線通常用于傳輸驅動信號，以減少寄生電感。振蕩電壓也可以通過在柵極連接中串聯一個小電阻來抑制。

　　由于IGBT的柵極-發射極和柵極-集電極之間存在分布電容Cge和Cgc，發射極驅動電路中存在分布電感Le，IGBT的實際驅動波形由于這些分布參數的影響，與理想驅動波形并不完全相同，產生了不利于IGBT開關的因素。這可以通過帶續流二極管的感性負載電路來驗證(見圖1)。

　　在時間t0，柵極驅動電壓開始上升。此時影響柵壓uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，柵壓快速上升。在時間t1，達到IGBT的柵極閾值，并且集電極電流開始上升。從這一點來看，導致uge波形偏離原來軌跡的原因有兩個。

　　首先，發射極電路中分布電感Le上的感應電壓隨著集電極電流ic的增大而增大，從而削弱了柵極驅動電壓，降低了柵極和發射極之間uge的上升速率，減緩了集電極電流的增長。

　　其次，影響柵極驅動電路的電壓的另一個因素是柵極-集電極電容Cgc的米勒效應。在t2時，集電極電流達到值，然后柵極和集電極之間的電容Cgc開始放電，使得驅動電路中Cgc的電容電流增大，使得驅動電路中阻抗上的壓降增大，柵極驅動電壓減弱。顯然，柵極驅動電路的阻抗越低，這種影響就越弱，并且這種影響會維持到uce下降到零的t3。它的影響也減緩了IGBT的轉變過程。t3后，ic達到穩態值，影響柵壓uge的因素消失后，uge以更快的上升速率達到該值。

　　從圖1的波形可以看出，由于Le和Cgc的存在，uge的上升速度在IGBT的實際運行中已經慢了很多，這種阻礙驅動電壓上升的效果表現為對集電極電流上升和導通過程的阻礙。為了減緩這種影響，IGBT模塊和柵極驅動電路的Le和Cgc的內阻應盡可能小，以獲得更快的導通速度。

　　IGBT關閉時的波形如圖2所示。在時間t0時，柵極驅動電壓開始下降，在時間t1時，達到剛好可以維持集電極正常工作電流的水平。當IGBT進入線性工作區時，uce開始上升。此時，柵極和集電極之間的電容器Cgc的米勒效應主導了uce的上升。由于Cgc的耦合充電效應，uge在T1到t2期間基本保持不變，uge和ic在t3時刻開始以柵極和發射極之間固有阻抗決定的速度下降。

　　從圖2可以看出，由于電容Cgc的存在，IGBT的關斷過程也延長了很多。為了減少這種影響，一方面要選擇Cgc更小的IGBT器件；另一方面，要降低驅動電路的內部阻抗，增加流入Cgc的充電電流，加快uce的上升速度。

　　在實際應用中，IGBT的uge幅值也會影響飽和開通電壓降:隨著uge的增大，飽和開通電壓會降低。因為飽和導通電壓是IGBT發熱的主要原因之一，所以必須盡可能地降低它。一般uge為15 ~ 18V。如果過高，容易導致電網擊穿。一般取15V。在IGBT的柵發射極關斷時加一定的負偏壓，有利于提高IGBT的抗干擾能力，通常為5 ~ 10 V

　　柵極串聯電阻對柵極驅動波形的影響

　　柵極驅動電壓的上升和下降速率對IGBT的開啟和關閉過程有很大的影響。IGBT的MOS溝道直接受柵極電壓控制，MOSFET部分的漏極電流控制雙極部分的柵極電流，使得IGBT的導通特性主要由其MOSFET部分決定，因此IGBT的導通受柵極驅動波形影響較大。IGBT的關斷特性主要取決于內部少數載流子的復合率，少數載流子的復合受MOSFET關斷的影響，因此柵極驅動也影響IGBT的關斷。

　　In high frequency applications, the rising and falling rates of the driving voltage should be faster to improve the switching rate of IGBT and reduce the loss.

　　Under normal conditions, the faster IGBT is turned on, the smaller the loss is. However, if there is a reverse recovery current of the freewheeling diode and a discharge current of the absorption capacitor during the turn-on, the faster the turn-on, the greater the peak current the IGBT bears, and the more likely it is to cause IGBT damage. At this time, the rising rate of gate driving voltage should be reduced, that is, the resistance of gate series resistance should be increased to suppress the peak value of this current. At the cost of large turn-on loss. Using this technology, the peak current in the turn-on process can be controlled at any value.

　　從分析可以看出，門極的串聯電阻和驅動電路的內阻抗對IGBT的導通過程影響很大，而對關斷過程影響很小。串聯電阻小有利于加快關斷速率，降低關斷損耗，但過小會導致di/dt過大，集電極電壓尖峰大。因此，串聯電阻應根據具體設計要求綜合考慮。

　　柵極電阻也影響驅動脈沖的波形。電阻值過小會引起脈沖振蕩，過大會使脈沖波形的前沿和后沿延遲變慢。IGBT的柵極輸入電容Cge隨著其額定電流容量的增加而增加。為了保持驅動脈沖的上升沿和下降沿速率相同，具有大電流容量的IGBT器件應該具有大的上升沿和下降沿充電電流。因此，柵極串聯電阻的電阻值應隨著IGBT電流容量的增加而減小。

　　4IGBT驅動電路

　　IGBT的驅動電路必須具備兩個功能:一是實現控制電路與被驅動IGBT的柵極之間的電氣隔離；第二是提供合適的柵極驅動脈沖?？刹捎妹}沖變壓器、差動變壓器和光電耦合器實現電氣隔離。

　　圖3是由分立元件如光耦合器組成的IGBT驅動電路。當輸入控制信號時，光耦VLC導通，晶體管V2截止，V3導通，輸出+15V的驅動電壓。當輸入控制信號為零時，VLC關斷，V2和V4導通，輸出- 10V的電壓。++15V和- 10V電源應靠近驅動電路，驅動電路輸出端和電源接地端至IGBT柵極和發射極的導線應為雙絞線，長度不超過0.5m

　　圖4示出了由集成電路TLP250組成的驅動器。TLP250內置光耦的隔離電壓可以達到2500V，上升和下降時間小于0.5μs，輸出電流達到0.5A，可以直接驅動50 A/1200 V以內的IGBT..加入推挽放大晶體管后，可以驅動電流容量更大的IGBT。TLP250構成的驅動器體積小，價格便宜，是無過流保護的IGBT驅動器中的理想選擇。

　　5IGBT的過流保護

　　IGBT的過流保護電路可分為兩類:一類是低倍數(1.2 ~ 1.5倍)過載保護；一種是高倍數(高達8 ~ 10倍)短路保護。

　　對于過載保護，不需要快速響應，可以采用集中保護，即檢測輸入端或DC鏈路的總電流。當該電流超過設定值時，比較器翻轉并阻斷所有IGBT驅動器的輸入脈沖，從而使輸出電流降至零。這種過載電流保護一旦激活，只能通過復位恢復正常運行。

　　IGBT能短時間耐受短路電流，耐受短路電流的時間與IGBT的飽和壓降有關，隨著飽和壓降的增大而延長。比如飽和壓降小于2V的IGBT可以承受短路時間小于5μs，飽和壓降3V的IGBT可以承受短路時間長達15μs，在4 ~ 5v可以達到30μs以上。存在上述關系是因為隨著飽和導通壓降的降低，IGBT的阻抗也降低，同時短路電流增大。短路期間的功耗隨著電流的平方增加，導致承受短路的時間迅速減少。

　　通常有兩種保護措施:軟關斷和降低柵極電壓。軟關斷是指在發生過流和短路時，直接關斷IGBT。而軟關斷的抗干擾能力較差，一旦檢測到過流信號就會關斷，對誤操作的容忍度很高。為了提高保護電路的抗干擾能力，可以在故障信號和保護電路啟動之間加一個延時，但是在這個延時期間故障電流會急劇上升，大大增加了功率損耗，也導致了器件的di/dt的增加。因此，保護電路經常被啟動，而設備仍然是壞的。

　　降低柵極電壓的目的是當檢測到器件過電流時立即降低柵極電壓，但器件保持導通。柵壓降低后有一個固定的延時，在這個延時期間故障電流被限制在一個很小的值，降低了器件發生故障時的功耗，延長了器件的抗短路時間，并且可以降低器件關斷時的di/dt，對器件保護非常有利。如果延時后故障信號仍然存在，則器件關閉，如果故障信號消失，驅動電路可以自動恢復正常工作狀態，大大增強了抗干擾能力。

　　上述降低柵壓的方法只考慮了柵壓與短路電流的關系，而在實際中，降低柵壓的速度也是一個重要因素，它直接決定了故障電流降低的di/dt。慢柵壓降技術是通過限制柵壓下降的速度來控制故障電流下降的速率，從而抑制dv/dt和uce的峰值。圖5示出了實現慢柵極壓降的具體電路。

　　在正常操作期間，由于故障檢測二極管VD1的導通，點A處的電壓被箝位在齊納二極管VZ1的擊穿電壓以下，并且晶體管VT1總是保持關斷。V1通常通過驅動電阻Rg來開啟和關閉。電容C2為硬開關應用提供了很小的延遲，使得uce在V1導通時有一定的時間從高壓下降到導通態壓降，而不使保護電路工作。

　　當電路發生過流和短路故障時，V1上的uce上升，A點的電壓也相應上升。當達到一定值時，VZ1擊穿，VT1導通，B點電壓下降。電容器C1通過電阻器R1充電，電容器電壓從零開始上升。當電容器電壓上升到大約1.4V時，晶體管VT2導通，并且柵極電壓uge隨著電容器電壓的增加而下降。通過調節C1的值，可以控制電容器的充電速度，從而控制它。當電容電壓上升到齊納二極管VZ2的擊穿電壓時，VZ2擊穿，uge箝位在一個固定值，慢慢降低柵極電壓的過程結束。同時，驅動電路通過光耦輸出過流信號。如果故障信號在延遲期間消失，A點的電壓降低，VT1回到截止狀態，C1通過R2放電， D點電壓上升，VT2返回截止，uge上升，電路恢復正常工作狀態。

　　6IGBT開關過程中的過電壓

　　當IGBT關斷時，其集電極電流將高速下降，尤其是在短路故障的情況下。如果不采取軟關斷措施，其臨界電流將降低幾Ka/μ s..極高的電流下降率會在主電路的分布電感上感應出很高的過電壓，導致IGBT在關斷時損壞。所以從關斷的角度來說，希望主電路的電感和電流下降率越小越好。但對于IGBT的開通，集電極電路的電感有助于抑制續流二極管的反向恢復電流和電容充放電引起的峰值電流，降低開通損耗，承受更高的開通電流上升率。一般來說，IGBT開關電路的集電極不需要串聯電感， 并且可以通過改善柵極驅動條件來控制其導通損耗。

　　7IGBT關斷緩沖吸收電路

　　為了有效抑制IGBT的關斷過電壓，降低關斷損耗，通常需要為IGBT主電路設置一個關斷緩沖吸收電路。IGBT的關斷緩沖吸收電路分為充放電型和防放電型。

　　充放電有兩種:RC吸收和RCD吸收。如圖6所示。

　　由于電容器C的充電電流，RC吸收電路將在電阻器R上產生電壓降，并且它還將引起過沖電壓。RCD電路通過用二極管旁路電阻上的充電電流來克服過沖電壓。

　　圖7示出了三種放電阻擋吸收電路。放電防止緩沖電路中的吸收電容器Cs的放電電壓是電源電壓。在每次關斷之前，Cs只將上一次關斷電壓過沖的能量反饋給電源，降低了吸收電路的功耗。由于IGBT關斷時電容電壓從電源電壓上升，其過電壓吸收能力不如RCD型充放電型。

　　從吸收過電壓的能力來說，放電阻斷型的吸收效果稍差，但能量損失較小。

　　緩沖吸收回路的要求是:

　　1)最小化主電路的布線電感la；

　　2)吸收電容器應為低電感吸收電容器，其引線應盡可能短，直接連接到IGBT端子；

　　3)吸收二極管應選用快速開通二極管和快速軟恢復二極管，避免反向恢復引起的開通過電壓和大振蕩過電壓。

　　8結論

　　本文對IGBT的驅動和保護技術進行了詳細的分析，得出了設計中應注意的幾點:

　　-IGBT由于集電極-柵極寄生電容的米勒效應會造成意想不到的電壓尖峰損害，所以在設計時門電路的阻抗要足夠低，以盡可能消除其負面影響。

　　-柵極的串聯電阻和驅動電路的內阻抗對IGBT的開啟過程和驅動脈沖的波形有很大的影響。所以設計要綜合考慮。

　　-應采用慢柵壓降技術控制故障電流的下降速率，以抑制器件的dv/dt和uce的峰值，達到短路保護的目的。

　　——在工作電流較大的情況下，為了降低關斷過電壓，應盡可能降低主回路的接線電感，吸收電容應為低電感型。

　　更多消息請關注蘇州銀邦電子。